유도성 소스 축퇴를 이용한 X-대역 GaN MMIC 저잡음 증폭기

Ⅰ. 서 론

현재 레이다 송수신기 시스템에 주로 활용하고 있는 저잡음 증폭기는 GaAs pHEMT 소자 기반으로 대부분 제작되었다. GaAs pHEMT는 고효율, 낮은 동작 전압, 높은 전자 이동도와 높은 최대 동작 주파수 특성을 가지고 있다^[1],[2]. 송수신기 모듈이 RF 신호를 송신할 때 송신부의 고출력 전력 증폭기는 큰 출력 신호를 안테나를 통해 방사하게 되며 이 과정에서 일부 출력 신호는 안테나로 제대로 방사되지 않고 서큘레이터를 통해 수신부로 유입되게 된다. 수신부로 유입된 신호는 출력 정도에 따라 수신부 회로에 오동작을 일으키거나, 손상을 유발할 수 있기 때문에 이를 방지하기 위해 수신기 회로에 누설 전력을 차단하거나, 다양한 외부 재밍 신호로부터 회로를 보호하기 위한 리미터를 추가로 삽입하게 된다. 이러한 소자의 추가 삽입은 송신기의 소형화를 저해하고, 시스템의 내부 잡음지수 열화를 가져올 수 있다.

최근에는 gallium nitride high electron mobility transistor (GaN HEMT)를 이용한 RF 송수신기 시스템 개발이 활발하게 진행되고 있다. Si이나 GaAs보다 높은 항복전압, 고출력 전력 조건에서 우수한 선형성 등에서 이점을 보이고, 높은 전자 이동속도와 우수한 열전도도 특성을 가지는 GaN 소자를 수신부에 이용하면 별도의 회로 보호용 리미터 회로가 필요하지 않으므로 회로의 크기와 시스템 내부 잡음지수 측면에서 유리하다^[3]～[8].

본 논문은 한국전자통신연구원(ETRI)의 0.2 μm GaN HEMT 자체 공정을 이용하여 개발한 소스 피드백 구조의 X-대역 GaN MMIC 저잡음 증폭기의 설계 및 개발 결과를 제시한다.

Ⅱ. X-대역 GaN MMIC 저잡음 증폭기

2-2 안정화 회로 설계

V_GS=−3.5 V, V_DS=20 V, I_DS=40 mA의 바이어스 조건에서 트랜지스터는 불안정한 특성을 보였으며, 안정화된 상태에서 최적 잡음 정합 및 이득 정합 시뮬레이션을 진행하기 위해 그림 1과 같이 소스에 인덕턴스 소자 L_S를 사용하였다. 그림 2는 트랜지스터 소스에 피드백 인덕터를 인가한 후, 인덕턴스 증가에 따른 입출력 임피던스(S₁₁, S₂₂) 및 최적 잡음 임피던스(S_opt)의 궤적 변화를 X-대역에서 보여주고 있다. S_opt는 게이트에서 입력 쪽을 바라보았을 때 나타나는 궤적으로서 S_opt 궤적의 임피던스로 정합 회로를 구성하면 잡음 지수가 최소가 된다. 소스에 피드백 인덕터를 사용함으로써 트랜지스터의 게이트 및 드레인에서 바라본 임피던스의 크기를 증가시킬 수 있어 입력 및 최적 잡음 정합 궤적과 출력 정합 궤적 확보가 유리하며 정합 회로에 사용되는 소자의 개수를 줄임으로써 광대역 정합과 더불어 회로를 크기를 축소할 수 있다^[9].

그림 1. | Fig. 1. 유도성 소스 축퇴를 이용한 회로 안정화 | Circuit stabilization using inductive source degeneration.

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그림 2. | Fig. 2. 4×100 μm 트랜지스터 기준 소스 인덕턴스 증가에 따른 입출력 및 최적 잡음 임피던스 궤적의 변화(L_S=0～0.3 nH, step=0.1 nH) | Variation of input, output and noise impedance traces with the increase of source inductance(L_S=0～0.3 nH, step=0.1 nH).

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그러나, 트랜지스터의 소스에 인가된 피드백 인덕터는 입력 및 최적 잡음 정합 궤적의 절충된 임피던스 선택과 동작의 안정성을 확보하는 이점 이외에 최대 가용이득의 손실을 유발한다. 이러한 최대 가용이득의 손실을 최소화하기 위해 동작 주파수 내에서 안정도가 확보될 수 있는 최소 길이의 마이크로스트립 선로를 트랜지스터의 소스에 적용하였으며, 첫 번째 단에 사용된 마이크로스트립 선로는 0.15 nH의 효과를 가지며, 두 번째 단은 0.1 nH의 효과를 가지도록 설계하였다.

2-3 입출력 및 잡음 정합회로 설계

주어진 이득 성능의 설계 목표를 구현하기 위해 본 논문에서는 2단 캐스케이드 형태의 공통 소스 구조를 이용하여 X-대역 MMIC 저잡음 증폭기를 설계하였다. 그림 3은 제안된 X-대역 GaN 저잡음 증폭기의 회로도를 보여주고 있다. S-파라미터 시뮬레이션을 통해 동작 주파수 대역에서 안정도를 확보하였을 때, 첫 번째 단의 트랜지스터의 입력 임피던스는 10 GHz에서 Z_S,10G=23.87−j18.4 Ω이며, 최적 이득 임피던스와 최적 잡음 임피던스는 각각 Z_{S_GAIN,10G}=9.741+j18.281 Ω과 Z_{S_NOISE,10G}=47.62+j34.38 Ω이다. 최적 이득 임피던스 조건에서 구현될 수 있는 선형 이득은 11.3 dB, 최적 잡음 임피던스에서 확보할 수 있는 잡음지수는 약 1 dB이다. 이득, 잡음 지수 및 입력 반사 손실 특성까지 모두 절충한 조합이 필요하므로, 이를 감안하여 선택한 소스 임피던스는 Z_{S_NEW,10G}=35.8+j19.18 Ω, 부하 임피던스는 Z_{L_NEW,10G}=41.04+ j49.3 Ω이며, 동일한 방법으로 두 번째 단에 사용된 트랜지스터의 입력 임피던스, 최적 이득 임피던스, 최적 잡음 임피던스 궤적들을 비교하여 새로운 소스 및 부하 임피던스를 추출하였다.

그림 3. | Fig. 3. 제안된 X-대역 GaN 저잡음 증폭기의 회로도 | Schematic circuit of the proposed X-band GaN low noise amplifier.

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각 단에서 추출된 소스 및 부하 임피던스 궤적을 이용하여 먼저 첫 번째 단의 입력 정합 회로를 설계하고 두 번째 단의 출력단에 사용되는 출력 정합 회로를 설계하였으며, 각 단의 입력과 출력 정합 회로가 고려된 상황에서의 첫 번째 단과 두 번째 단 사이의 단 간 정합회로 설계를 진행하였다.

그림 4는 증폭기 회로의 각 단에서의 정합 회로 및 임피던스 궤적 변화를 보여주고 있다. 입력 및 출력 정합 회로 설계에 사용되는 소자의 개수를 가능한 줄이기 위해 L-C 바이어스 회로, RF 신호가 전달되는 마이크로스트립 선로와 DC 블로킹 커패시터를 활용하여 간단한 구조로 정합을 수행하였다. 단 간 정합 회로의 경우, 분기(shunt) 인덕턴스 소자의 주파수 응답 특성을 활용하여 동작 주파수 대역에서의 이득 및 잡음 특성이 열화되지 않는 값을 선정함으로써, 저주파 대역에서의 이득만을 열화시켜 안정도를 개선하였다. 각 단에 사용된 트랜지스터의 게이트와 드레인 바이어스 조건이 동일하여(V_GS1=V_GS2, V_DS1= V_DS2) 단일 바이어스 패드에서 각 단으로 전압을 인가되는 구조를 사용하였다. 각 단의 바이어스 패드 연결로 인한 루프 피드백 발진 가능성을 막기 위해 게이트 저항 250 Ω과 드레인 저항 2.5 Ω을 사용하여 추가적인 안정성을 확보하였고, 저주파 대역에서의 예측 불가능한 발진을 부분적으로 억제하고자 드레인 바이어스 선로에 저주파 트랩 역할을 하는 R-C 분기(shunt) 회로를 추가하였다. 또한 설계에 사용된 금속 선로의 두께는 3.4 μm이며, DC 전류가 흐르는 바이어스 회로에 대해 충분한 선폭을 두어 과전류로 인한 회로 손상을 방지하였다.

그림 4. | Fig. 4. 입출력 정합회로 및 단 간 정합회로의 임피던스 궤적 | Impedance traces of input, output and interstage matching circuits.

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그림 5는 0.2 μm GaN HEMT 공정으로 제작된 X-대역 MMIC 저잡음 증폭기 사진을 보여주고 있다. RF 패드, DC 패드 및 인덕터를 포함한 칩의 크기는 1.62×1.62 mm²이며, 측정을 위해 MMIC 칩을 알루미늄 금속 캐리어에 실버 에폭시 공정을 사용하여 부착한 후 온-웨이퍼(on-wafer) 프로브 스테이션에서 측정하였다.

그림 5. | Fig. 5. 제작된 X-대역 MMIC 저잡음 증폭기 칩 사진 | Photograph of the fabricated X-band MMIC low noise amplifier chip.

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Ⅲ. 측정 및 결과

그림 6은 V_DS=20 V, I_DS=40 mA의 바이어스 조건에서 측정된 S-파라미터 결과를 시뮬레이션 결과와 비교하여 보여주고 있다. S-파라미터 측정은 웨이퍼상에서 Cascade 온웨이퍼 프로브 시스템과 Keysight 회로망 분석기(N5230A)를 사용하여 이루어졌다. 10 GHz에서 S₂₁ 시뮬레이션 결과는 20.3 dB이며, 측정 결과는 21.1 dB로 약 0.8 dB의 차이를 보였다. 8.2～11.9 GHz에서 증폭기의 선형 이득은 20 dB 이상의 값을 보였으며, 입력 반사 손실의 경우 8.3～11.4 GHz에서 10 dB 이상의 값을 보였다. 출력 반사 손실은 8.8～11.25 GHz에서 10 dB 이상의 특성을 보였다. 전반적인 측정 결과를 살펴보면 실제 구현된 회로의 성능은 이득 특성을 기준으로 판단할 때 0.5 GHz 정도 상향되었음을 알 수 있다.

그림 6. | Fig. 6. S-파라미터 시뮬레이션 및 측정값 비교 | Comparison of simulated and measured S parameter results.

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그림 7은 제작된 저잡음 증폭기의 주파수에 따른 잡음 지수 시뮬레이션 및 측정 결과를 비교하고 있다. Keysight잡음지수 분석기(N8975A)와 잡음발생원(N4002A)을 이용하였고, 측정에 함께 사용된 RF 입출력 프로브 및 RF 출력 케이블에 대한 S-파라미터 정보를 각각 추출하였다. 프리스 방정식 계산을 통해 전체 잡음지수에서 저잡음 증폭기만의 잡음지수를 추출하였다. 10 GHz에서 시뮬레이션 결과는 1.64 dB로 예상되었고, 측정 결과는 1.5 dB로 확인되었다. 8.6～12 GHz에서 2 dB 미만의 잡음지수 특성을 확인하였고, 측정된 잡음 지수 결과를 보면 S-파라미터 측정 결과와 동일하게 공정에 의해 주파수 상향이 발생하였음을 알 수 있다.

그림 7. | Fig. 7. 잡음지수 시뮬레이션 및 측정 결과 비교 | Comparison of simulated and measured noise figure.

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그림 8은 10 GHz에서 입력 전력 증가에 따른 출력 전력 및 전력 이득의 변화를 측정한 그래프를 보여주고 있다. 전력 성능을 측정한 결과, 출력 P_1dB는 20.3 dBm으로 측정되었으며, 1 dB 포화점에서의 전력 이득은 19.8 dB로 확인되었다.

그림 8. | Fig. 8. 저잡음 증폭기의 입력 전력 증가에 따른 출력 전력 및 전력 이득 변화(f₀=10 GHz) | Variation of output power and power gain of low noise amplifier with the input power(f₀=10 GHz).

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그림 9는 50 MHz의 주파수 간격을 가지는 투톤(two-tone) 신호를 저잡음 증폭기의 입력에 인가하였을 때, 10 GHz에서 3차 상호변조왜곡(intermodulation distortion, IMD) 성분을 측정한 결과를 보여주고 있다. Keysight 신호 발생기(E8267D, E8257D)와 스펙트럼 분석기(E4446A)를 이용하여 8.5 GHz부터 10.5 GHz까지 0.5 GHz 단위로 해당되는 주파수에 끼치는 IMD 성분의 영향을 관찰하였다. f_Low\=10.05 GHz와 f_High=10.1 GHz의 투톤 신호에 대해 2f_Low−f_High=10 GHz의 3차 IMD 신호를 측정한 결과 입력 IP₃는 10.4 dBm, 출력 IP₃는 31.5 dBm으로 측정되었다.

그림 9. | Fig. 9. 10 GHz에서 투톤 신호를 입력한 저잡음 증폭기의 3차 IMD 측정 결과 (f_Low=10.05 GHz, f_High= 10.1 GHz, ∆f=50 MHz) | Measured third-order intermodulation distortion (IMD3) results of low noise amplifier at 10 GHz with two-tone signal input(f_Low=10.05 GHz, f_High= 10.1 GHz, ∆f= 50 MHz).

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표 2는 8.5 GHz부터 10.5 GHz까지 0.5 GHz 단위로 측정된 전력 이득, 출력 P_1dB, 출력 IP₃특성을 보여주고 있다. 출력 P_1dB의 경우, 8.5 GHz 대역을 제외한 전체 주파수 영역에서 20 dBm 이상의 값을 보였으며, 출력 IP₃는 27.4～32.4 dBm으로 측정되었다. 측정된 전력 이득을 통해 계산된 입력 IP₃는 3.9～11.6 dBm으로 확인되었다.

표 3은 본 논문의 결과를 기존 발표된 GaN 저잡음 증폭기 논문들의 결과와 비교하고 있다. 제작된 X-대역 GaN MMIC 저잡음 증폭기는 주파수 대역, 이득, 잡음 지수 측면에서 기존에 발표된 저잡음 증폭기와 유사하거나 우수한 성능을 보였으며, 칩의 면적은 가장 작은 값을 보여 경쟁력이 충분함을 확인하였다.

Ⅳ. 결 론

본 논문에서는 0.2 μm ETRI GaN HEMT를 이용한 X-대역 MMIC 저잡음 증폭기를 설계 및 제작하였다. 트랜지스터의 소스에 인덕턴스 피드백 효과를 삽입하여 회로의 안정성을 확보하였으며, 입출력 정합 궤적 및 최적 잡음 정합 궤적을 조율하여 간단한 구조의 정합 회로를 설계함으로써 정합 손실을 최소화하고 칩의 면적을 줄였다. 제작된 MMIC 저잡음 증폭기는 8.7～11.5 GHz에서 선형 이득은 20.5～24.1 dB, 잡음 지수는 1.5～2 dB, 입력 반사 손실은 9.45～20.8 dB로 측정되었다. 설계 목표 주파수 대역에서 전력 특성을 측정한 결과, 출력 P_1dB는 17.1～24.3 dBm, 출력 IP₃는 27.4～32.4 dBm으로 측정되었다. 본 연구에서 개발된 MMIC 저잡음 증폭기는 큰 출력 전력과 높은 선형성이 요구되는 X-대역 군용 레이다 송수신기 시스템 개발에 매우 유용하게 활용될 수 있을 것으로 기대한다.